基于多路径零点消除的两级运算放大器
卢新民 谢凌霄 侯文杰
摘 要：
提出一种基于多路径零点消除的两级运算放大器结构。在简单密勒电容补偿两级运放设计基础之上，仅利用两个晶体管即实现频率补偿所需的前馈跨导级，其引入的左半平面零点提升了放大器稳定性，而且不会引入其他的寄生非主极点。与采用输入差分对作为前馈跨导级的放大器相比，结构更为简单，两个放大器的增益带宽积（GBW）分别为297 MHz和77 MHz，而且不会引入额外的输入电容和失调电压。基于SMIC 0.18 μm CMOS工艺进行了流片与验证，测试验证结果与理论分析相一致。
关键词：
两级运算放大器;多路径零点消除;寄生非主极点;简单密勒电容补偿;增益带宽积（GBW）;流片
中图分类号：TP342+.1 文献标识码：A 文章编号：2095-8412 （2020） 06-060-07
工业技术创新 URL：
http：//gyjs.cbpt.cnki.net DOI：
10.14103/j.issn.2095-8412.2020.06.011
引言
运算放大器是混合信号电路中的重要模块。相比于单级和多级结构，两级运算放大器因其结构相对简单、性能参数较好而得到了更为广泛的应用[1-2]。两级运算放大器有多种频率补偿方法，以确保其具有足够的相位裕度。
简单密勒电容补偿方法在第二放大级输入和输出之间并联一个补偿电容CC。由于补偿电容的密勒效应，这种方法在第一放大级的输出端产生一个低频主极点，在第二放大级的输出端产生一个高频非主极点。然而，由于补偿电容对前馈电流的传导作用，这种方法还引入了一个右半平面零点。该零点降低了放大器的稳定性，并限制了运算放大（以下简称“运放”）的增益带宽积（GBW）。为了消除该右半平面零点，其余一些补偿方法引入了额外的器件与补偿电容CC串联，额外的器件一般是指一个电压缓冲器、调零电阻或者电流缓冲器。所述方法本质上都是通过调整补偿通路的阻抗特性来实现零点调节的;但是，这些额外的器件还可能引入一个寄生非主极点，会降低放大器的稳定性并限制最大的增益带宽积[3-7]。
本文首先回顾常用两极运放补偿方法的基本原理;然后提出一种基于多路径零点消除的两级运放设计结构;最后进行测试验证。本文设计结构与简单密勒电容补偿不同，在实现零点调节的同时不会引入新的寄生非主极点，从而提高系统稳定性以及增强增益带宽积，放大器的摆率以及共模抑制比也能得到一定的提升。同时，本文给出的运算放大器結构简单，面积紧凑，功耗相应也更小。
1 常用两级运放补偿方法
两级运放可以通过密勒补偿网络实现零点极点对的抵消，从而提高电路的稳定性。图1给出了带密勒补偿网络的两级运放结构，其中和、和、和分别为两放大级的输入跨导、负载电容以及输出电导。密勒补偿网络跨接于第二放大级输入（A点）和输出（B点）之间。
图2给出了三种不同的密勒补偿网络，分别为带电压缓冲器（VBMC）、调零电阻（NRMC）以及电流缓冲器（CBMC）的密勒补偿网络，其中图2a、2b、2c中的分别指电压缓冲器的跨导、调零电阻的电导以及电流缓冲器的跨导。
为了实现零点极点对的抵消，表1总结了上述结构中密勒补偿电容串联器件的值及其引入的寄生极点值。经过分析可以得出，即便在理想的极点零点抵消的情况下，系统还是存在一个由引入的寄生非主极点。该非主极点正比于输出级跨导，反比于第一放大级输出节点的总寄生电容。直接正比于，还意味着补偿网络的优化只能针对特定的输出级跨导，然而当系统工作于大信号模式时，运放输出级的电流以及跨导都会经历较大变化。在这种情况下，原本精确抵消的零点极点对开始分裂，从而引起输出的震荡，并恶化了系统的建立特性。
除了以上密勒补偿网络，另外一种多路径零点消除方法——MZC也可以实现零点的调整和零点极点对的抵消，其结构如图3所示。这种方法利用一个直接跨接在放大器输入输出端的前馈跨导级来实现[8-9]，其简化的传输函数为
其中，，。由此可见，当时，前馈跨导级实现了零极点对的抵消，没有引入额外的寄生极点，而且零极点对的抵消条件与输出级跨导无关，这就确保了即使在大信号工作过程中出现偏差也不会影响到系统的稳定性。此外，两级多路径零点消除运算放大器一般具有推挽式输出级电路，这降低了放大器的功耗并增大了系统的摆率。在传统结构中，前馈跨导级采用的是与第一放大级相同的电路结构，即采用差分输入管和电流镜。根据和的比值，前馈跨导级一般需要采用更大尺寸的晶体管以及偏置电流。更为严重的是，由于前馈跨导级直接由输入差分信号驱动，这增大了放大器的等效输入负载和失调电压。
2 两级运放设计结构改进
在基于简单密勒电容补偿的两级运算放大器基础之上，本文通过很巧妙的处理实现了一种多路径零点消除的两级运算放大器。借助于第一放大级和输出级电路，通过引入两个晶体管实现了两个电流镜放大电路。将第一放大级的差分小信号电流传导至输出端，从而实现了补偿所需的前馈跨导级。
图4所示为本文给出的多路径零点消除的两级运放原理。第一放大级为常用的差分结构，包括M1～M4;第二放大级的跨导级由晶体管M8实现。与简单密勒电容补偿两级运放相比，本结构中的晶体管M5和M6分别与M3和M7构成了两个电流放大器。如图4中虚线所示，晶体管M1的差分小信号电流通过这两个电流放大器镜像至输出节点B，形成多路径零点消除结构所需的前馈电流和前馈跨导，其表达式为
可以看出，正比于以及M3/M5、M6/M7两个电流放大器的放大系数。由此，可以通过调整M3/M5、M6/M7两个电流放大器的放大系数来实现零极点对的抵消。
在简单密勒电容补偿两级运放结构中，输出级（即第二放大级）的负载晶体管通常由一个固定电压偏置，因此该输出级是Class-A的输出级电路。
在图4给出的运放设计中，晶体管M7需要承接小信号的前馈补偿电流，其栅极并未接至固定的偏置电压，其电流与差分对中晶体管M1流过的电流成正比。也就是说，输出级的电流会随着输入差分电压的变化而自动调节，这种Class-AB的输出特性使得本文给出的运放结构在实现频率补偿的同时还具有更高的输出摆率和共模抑制比。当运放正输入端被施加一个大摆幅的方波信号时，晶体管M7的电流会随着输入信号的变化而自适应地调节，如图5所示。在正摆率阶段，由于，因此若M1和M3关断，M5～M7也会相应关断，M8的电流全部用于对充电。相比之下，对于Class-A的输出级电路，由于M7始终导通，M8的电流只有一部分对充电，另一部分则通过M7流至地。类似地，在负摆率阶段，由于加倍，同样也会加倍，由此对负载电容的放电电流相较于Class-A的输出级也会增大。通过电流对输入差分电压的自适应调节，在大信号工作情况下，本文提出的两级运算放大器输出级的电流利用效率更高，摆幅也得到相应的提升。
晶体管M7也可以传输共模小信号电流，因此本文提出的运放设计也具有更高的共模抑制比。图6给出了共模小信号等效电路，第二级跨导晶体管M8输出的共模电流引起的共模小信号增益限制了密勒电容补偿两级运放的共模抑制比。通过M5和M6，晶体管M7输出与反向的共模电流，这降低了运放的共模增益，从而提升了共模抑制比。通过小信号分析，本文提出的运放设计的直流共模增益为
由于M7和M8具有相同的直流电流，而且M3、M4、M5和M8具有相同的过驱动电压，因此有
在实际情况中，电路中存在的一定程度的失配会降低共模抑制比。计入失配的因素，假设，其中k表征晶体管M5～M8的失配情况。忽略分母中的、和，则直流共模增益可简化为
而简单密勒电容补偿两级运放的共模增益为
本文提出的两级运放与简单密勒电容补偿两级运放的共模增益的比值为
由于晶体管间的失配相对较小，即，因此本文提出的两级运放结构具有更高的共模抑制比。
综上，本文提出的两级运放结构避免了使用传统的差分来实现补偿所需的前馈跨导级。因此，本设计节省了版图的面积以及电路的功耗。此外，运算放大器的输入电容以及等效输入失调电压与简单密勒电容补偿结构维持在相同的水平。此外，由于输出级是推挽结构，相比于简单密勒电容补偿结构，本文提出的两级运放结构具有更高的摆率以及共模抑制比。
3 测试验证
采用SMIC 0.18 μm CMOS工艺进行了流片并完成了后续的测试。图7给出了芯片的照片，其中包含两个运算放大器A和B。这两个放大器均采用了本文设计的结构，其中放大器A可以驱动5 pF的负载电容，其GBW为300 MHz，面积为70 μm×110 μm;放大器B可以驱动15 pF的负载电容，其GBW为70 MHz，面积为50 μm×90 μm。
图8给出了芯片测试原理，其中测试的放大器（DUT）被连接为单位增益负反馈的结构。由于测试中使用的高速示波器MSO70000具有50 Ω的输入阻抗，而且被测放大器芯片上没有集成电压缓冲，因此在测试中还选用了一款高速运放THS3202，以驱动示波器的50 Ω输出阻抗。被测放大器的输出负载电容为、THS3202的输入电容与PCB走线的寄生电容的总和。
为了测试放大器的小信号参数，一个50 mVpp的方波信号加入被测放大器的输入端，测试结果如图9a所示。需要说明的是，由于所用信号发生器的限制，输入方波信号的上升时间（从10%至90%）为2 ns。从测试结果中得到的放大器A和B输出响应的上升时间分别为2.35 ns和4.98 ns。由此可以得出，放大器A和B的GBW分别为297 MHz和77 MHz。此外，输出信号中没有出现震荡，说明放大器结构具有良好的稳定性和足够的相位裕量。为了测试放大器的大信号参数，一个300 mVpp的方波信号加入被测放大器的输入端，测试结果如9b所示。可以看出，放大器A和B对大信号的上升阶跃和下降阶跃具有对称的响应特性，这主要得益于输出级的推挽结构。
放大器A和B的测试结果总结于表2。为了对比，表2中还给出了常用的带调零电阻密勒补偿（NRMC）的两级运放的仿真参数。对于放大器A，与带调零电阻的两级运放相比，本文设计的结构在摆率方面有将近50%的提升，大信号的1%建立时间对于负阶跃信号也有尤其的改善。共模抑制比也有20 dB的提升。对于放大器B，本设计的负摆率（SR-）提升了70%，但是正摆率（SR+）与NRMC结构相近。这是由于当驱动中等负载，而且GBW在100 MHz左右时，调零电阻运放中的调零电阻大约为数千欧姆。在正摆率阶段，该电阻会削弱补偿电容 的密勒效应，晶体管M8的栅极电压会下降，从而使得负载电容得到更多的充电电流。相比之下，本文设计的结構是通过自动关断M7的电流来提升摆率的，因此大信号的功耗更小。
4 结束语
本文给出了一种采用多路径零点消除方法的两级运算放大器的设计。在设计结构中，仅仅添加两个晶体管就可以实现前馈跨导级。相比于传统的基于差分对的前馈结构，本设计结构紧凑，功耗更低，同时不会增加额外的输入电容和输入失调电压。
通过输出级电流跟随输入信号的自动调节，相比于传统的密勒电容补偿两级运放，本设计结构在摆率、大信号建立时间以及共模抑制比方面均有较大提升。此外，由于设计的零点消除结构没有引入额外的寄生极点，因此能够方便地实现高速设计。芯片测试验证结果与理论分析相一致。
参考文献
[1] YAO L B， Steyaert M， Sansen W. Fast-settling CMOS two-stage operational transconductance amplifiers and their systematic design[C]// IEEE International Symposium on Circuits & Systems. IEEE Xplore， 2002.
[2] Rincon-Mora G A. Active capacitor multiplier in Miller-compensated circuits[J]. IEEE Journal of Solid State Circuits， 2000， 35（1）：
26-32.
[3] Hurst P J， Lewis S H， Keane J P， et al. Miller compensation using current buffers in fully differential CMOS two-stage operational amplifiers[J]. Circuits & Systems I Regular Papers IEEE Transactions on， 2004， 51（2）：
275-285.
[4] Palmisano G， Palumbo G. An optimized Miller compensation based on voltage buffer[C]// Symposium on Circuits & Systems. IEEE， 1995.
[5] Mahattanakul J， Chutichatuporn J. Design procedure for two-stage CMOS opamp with flexible noise-power balancing scheme[J]. IEEE Trans Circuits and Systems， 2005， 52（8）：
1508-1514.
[6] Aloisi S， Palumbo G， Pennisi S. Design methodology of miller frequency compensation with current buffer/amplifier[J]. IET Circuits Devices & Systems， 2008， 2（2）：
227-233.
[7] Grasso A D， Palumbo G， Pennisi S. Comparison of the Frequency Compensation Techniques for CMOS Two-Stage Miller OTAs[J]. IEEE Transactions on Circuits & Systems II Express Briefs， 2008， 55（11）：
1099-1103.
[8] Eschauzier R G H， Huijsing J H. An Operational Amplifier with Multipath Miller Zero Cancellation for RHP Zero Removal[C]// European Solid-state Circuits Conference. IEEE， 1993.
[9] Leung K N， Mok P K T. Analysis of multistage amplifier-frequency compensation[J]. IEEE Trans. on Circuits and Systems-I：
Fundamental Theory and Applications， 2001， 48（9）：1041-1056.
作者簡介：
卢新民（1986—），通信作者，男，汉族，江西赣州人，硕士，工程师。研究方向：芯片设计。
E-mail：
tadennn@126.com
（收稿日期：2020-07-22）